許多降壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換器 IC 都采用電壓模式控制算法。因此，為了在連續(xù)導(dǎo)通模式下穩(wěn)定工作，應(yīng)用電路的輸出電容器通常采用高 ESR 鉭電容器，原因有兩個。ESR 產(chǎn)生的輸出紋波部分提供了周期間穩(wěn)定性所需的電流模式信號。在頻域中，該電容器還提供了一個零值，可以抵消降壓轉(zhuǎn)換器二階 LC 濾波器中的極點，從而通過將紋波的相移減小到小于 90°，將操作移回穩(wěn)定區(qū)域。
然而，圖 1中的電路允許使用廉價的陶瓷輸出電容器。為了消除反饋環(huán)路中相位滯后的影響，電路通過由 R 1 和 C FF 組成的一階 RC 濾波器（ 而不是輸出）從 L X引腳獲取反饋。將 C FF的尾部連接 到輸出節(jié)點而不是像普通濾波器那樣接地，可提供快速的“前饋”負載瞬態(tài)響應(yīng)。
與標準應(yīng)用電路相比，陶瓷電容器電路具有多種優(yōu)點。首先，陶瓷電容器比鉭電容器更可靠。其次，陶瓷電容器比鉭電容器更容易獲得。第三，陶瓷電容器產(chǎn)生的輸出紋波小于 5 mV pp，而輸出紋波則大于 20 mV pp（圖 2）。對于該電路，負載瞬態(tài)過沖也較低：小于 50 mV 峰峰值，而高于 100 mV 峰峰值。
IC 1 是一款具有內(nèi)部同步整流器的降壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換器，可在 250 mA 的輸入范圍內(nèi)從 2.7 至 5.5V 的輸入范圍內(nèi)提供固定的 1.8 或 1.5V 輸出，其輸出引腳需要 20 mV pp 或更高電壓才能在負載下穩(wěn)定運行。為了滿足這個要求，計算 R 1的值 ：
根據(jù)MAX1734的數(shù)據(jù)手冊，V OUT 為1.5或1.8V，L 1 為10 ?H，T MIN 為0.4 ?sec，I LOADMAX 為250 mA，I OUTSENSE 為4 A。結(jié)果是，當V OUT =1.8V時，R 1 =4.3kW ；當V OUT =1.5V時 ，R 1 =5.2kW 。因此，您可以將 R 舍入1 至 5 kW。
接下來計算前饋電容器值：
如果R 1 =5 kW且V OUT =1.5V，則C FF 12nF。選擇 C ??FF = 10 nF。選擇較小的值會導(dǎo)致過度的負載瞬態(tài)超調(diào)，選擇較大的值會導(dǎo)致負載條件下不穩(wěn)定。為了優(yōu)化負載瞬態(tài)，電感串聯(lián)電阻應(yīng)如下：
請注意，該表達式是典型的而非的電感器電阻。在這種情況下，R L的值 應(yīng)約為 200 mW，這允許您使用小型電感器，并在負載時導(dǎo)致大約僅 3% 的效率下降，而在較輕負載時則更小。由于電感器時間常數(shù) L 1 /R L 與反饋時間常數(shù) R 1 ?C FF匹配 ，因此短期負載瞬態(tài)響應(yīng)等于直流負載調(diào)節(jié)（圖 2）。如果 R L 小于 200 mW，峰峰值負載瞬態(tài)電壓會增加，但直流負載調(diào)節(jié)率會降低。
選擇足夠大的 C OUT 以保證穩(wěn)定性：
其中，當 MAX1734 采用 10 ?H 電感時，DI L約為 100 mA。在這種情況下，C OUT 應(yīng)大于 4 ?F。 |
