| 多數(shù)用到直流-直流轉(zhuǎn)換器或電機(jī)變頻器的產(chǎn)品設(shè)備必須對(duì)市電交流電壓進(jìn)行整流處理，例如，大多數(shù)工業(yè)設(shè)備（電機(jī)轉(zhuǎn)速控制器、充電器、電信系統(tǒng)電源等)和常見的消費(fèi)電子產(chǎn)品(白色家電、電視、計(jì)算機(jī)等)。
傳統(tǒng)二極管整流橋是最常用的交流電壓整流解決方案。整流橋后面經(jīng)常會(huì)增加一個(gè)功率因數(shù)控制器，以確保市電電流的波形近似于正弦波。不過，二極管整流橋無法控制涌流。用兩個(gè)可控硅整流管(SCR)替代兩個(gè)二極管，新的控制型整流橋可以限制連接市電時(shí)的涌流。
本文提出幾個(gè)前端拓?fù)湟约耙恍┡c混合式整流橋和有效防止過壓相關(guān)的設(shè)計(jì)技巧。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，4 kV至6 kV浪涌電壓耐受設(shè)計(jì)是很容易實(shí)現(xiàn)的，而且成本也不高。
涌流限制方案(ICL)和待機(jī)功耗問題
二極管整流橋的缺點(diǎn)是無法控制浪涌電流，這是因?yàn)樵诓迦胧须姴遄鶗r(shí)，直流輸出電容會(huì)突然充電。
強(qiáng)涌流可能會(huì)給系統(tǒng)帶來很多問題，例如，保險(xiǎn)失效、二極管等元件損壞，同時(shí)還會(huì)在電網(wǎng)上產(chǎn)生過多的電流應(yīng)力。如果不對(duì)涌流加以限制，啟動(dòng)電流上升速率很快，很容易達(dá)到穩(wěn)態(tài)電流的10-20倍，因此，必須提高線路元器件的參數(shù)，使其能夠短時(shí)間傳輸大電流。此外，線路電流突然提升將會(huì)導(dǎo)致電壓驟降，電壓波動(dòng)將會(huì)降低其它負(fù)載的輸入功率。連接在同一條線路的燈具或顯示屏將會(huì)忽明忽暗，出現(xiàn)閃爍或閃屏現(xiàn)象。為避免這些有害現(xiàn)象，IEC 61000-3-3電磁標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定了最大容許電壓波動(dòng)和最大容許涌流。
為了達(dá)到這個(gè)標(biāo)準(zhǔn)要求，常用限流方法是采用一個(gè)阻值固定的電阻器或一個(gè)熱敏電阻器 (圖1 a中的RLIM)限制電容器涌流。熱敏電阻器通常具有負(fù)溫度系數(shù)特性(NTC)，因此，熱敏電阻在低溫即啟動(dòng)時(shí)阻抗大，穩(wěn)態(tài)時(shí)阻抗小。為了在穩(wěn)態(tài)時(shí)控制電阻本身消耗的功率，需要選用低阻值的電阻器。一個(gè)更好的解決辦法是給電阻并聯(lián)一個(gè)開關(guān)，構(gòu)成一個(gè)旁路，在穩(wěn)態(tài)時(shí)接通開關(guān)，電流繞過電阻。
這種旁路開關(guān)通常采用機(jī)械繼電器(圖1 a中的S2 )。這個(gè)解決方案的缺點(diǎn)是RLIM電阻始終連接市電線路，即使應(yīng)用設(shè)備進(jìn)入待機(jī)模式，也照常給二極管整流橋供電。因?yàn)橹绷麟娙萜?C)仍然處于充電狀態(tài)，所以存在待機(jī)功率損耗。為降低功率損耗，有必要給市電線路串聯(lián)一個(gè)開關(guān)(圖1 a中的S1)，該開關(guān)在設(shè)備進(jìn)入待機(jī)模式時(shí)開路，這樣就能斷開二極管整流橋與線路的連接。
混合式整流橋是一個(gè)更加智能的涌流限制解決方案，如圖1b所示。利用可控硅整流管(SCR) 的漸進(jìn)式軟啟動(dòng)，向輸出電容慢速充電，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)涌流的限制。在線路電壓的每半個(gè)周期結(jié)束時(shí)激活可控硅整流管，這時(shí)施加到電容器的電壓被降低。通過逐漸降低可控硅整流管導(dǎo)通延時(shí)，延長(zhǎng)可控硅整流管導(dǎo)通時(shí)間，以此提高直流電容器上的施加的電能。
如果給線路串聯(lián)一個(gè)電感器(圖1b中的L)，這個(gè)解決方案就會(huì)奏效。在實(shí)際應(yīng)用中，這個(gè)電感器是免費(fèi)的，因?yàn)榛谥绷鳂虻膽?yīng)用多數(shù)都有開關(guān)式電源或電機(jī)變頻器，不管是哪一種，都需要一個(gè)高頻開關(guān)濾波器。多數(shù)EMI濾波器都有一個(gè)共模電感器，產(chǎn)生雜散差分式電感。
這個(gè)解決方案還需要一個(gè)輔助電源，用于在直流輸出電容器充電前給微控制器供電，確�？煽毓枵鞴艿能泦�(dòng)操作。
圖1: 基于電阻器和繼電器的電涌限流電路 (a)和基于混合整流橋的電涌限流電路(b)
因此，這個(gè)限制涌流并控制待機(jī)損耗整體方案是用兩個(gè)可控硅整流管替代一個(gè)限流電阻器和兩個(gè)繼電器。與機(jī)械繼電器技術(shù)相比，半導(dǎo)體固態(tài)繼電器成本低廉，并克服了機(jī)械繼電器的下列缺點(diǎn)：
·線圈導(dǎo)致的控制電流消耗大
·機(jī)械振動(dòng)導(dǎo)致的開關(guān)開路
·機(jī)械觸點(diǎn)產(chǎn)生的聲學(xué)噪聲
·在易燃環(huán)境引起火災(zāi)(開關(guān)電弧)
·可靠性低(在高直流電壓或電流時(shí)的繼電器開關(guān)操作)
前端保護(hù)向浪涌電壓過渡
像二極管整流橋一樣，混合式整流橋也與市電插座直接相連，如果有浪涌電壓，很可能會(huì)燒毀整流橋和PFC芯片(例如，圖1中的旁通二極管D4)。
按照IEC61000-4-5標(biāo)準(zhǔn)描述的抗浪涌沖擊實(shí)驗(yàn)步驟，必須施加不同相角的正負(fù)浪涌電壓。
在市電峰壓時(shí)施加正浪涌電壓
我們?cè)?0°相角施加4KV正浪涌電壓，如圖2的示意圖所示 (無PFC)。為模擬最惡劣的應(yīng)用環(huán)境，我們?yōu)長(zhǎng)選用一個(gè)2 µH電感，C是一個(gè)100 µF電容�？煽毓枵鞴苁莾蓚�(gè)50A的TN5050H-12WY，而D1、D2和D4二極管(PFC旁通二極管)是STBR6012-Y整流管。
在 90°相角時(shí)，T1和D1導(dǎo)通。浪涌提高電流，并致使D4導(dǎo)通，因?yàn)镻FC電感保持電壓。浪涌電流旁通二極管D4，避免燒毀PFC續(xù)流二極管(D3)。
圖2: 正浪涌電壓期間的過流應(yīng)力(示意圖，D4是PFC旁通二極管)
如圖2所示，在浪涌期間，T1電流峰值達(dá)到1730 A (D1和D4電流也同樣達(dá)到這個(gè)數(shù)值)。電流脈寬相當(dāng)于30 µs長(zhǎng)的半正弦波。這個(gè)電流應(yīng)力數(shù)值遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于STBR6012-Y和 TN5050H-12WY的承受范圍。
如果施加的涌流高于可控硅整流管或二極管的電流耐受能力范圍，有兩種方法可以降低過流（兩種方法可一起使用):
·提高差分電感的方法雖然有助于降低峰值電流，但也會(huì)使過流脈寬小幅提高。
·在線路輸入端加一個(gè)變阻器，有助于降低電路受到的峰壓沖擊，同時(shí)也會(huì)降低過流。
如圖2所示所示，浪涌電流將VDC 輸出電壓提升到650 V。這個(gè)電壓反向施加到T2(因?yàn)楫?dāng)T1導(dǎo)通時(shí)，二極管D1也同時(shí)導(dǎo)通) 和D2。因此，必須使用至少800 V的器件，TN5050H-12WY和STBR6012-Y是1200 V，電壓裕度很高。
如果反向電壓超出可控硅整流管或二極管的耐受范圍，用一個(gè)電容值更大的輸出電容或內(nèi)部寄生效應(yīng)很低的電容串聯(lián)一個(gè)電阻器，可以更有效地控制浪涌電壓。
在市電峰壓時(shí)施加負(fù)浪涌電壓
如果施加的負(fù)浪涌電壓是90°相角，混合式整流橋的工作方式就有點(diǎn)復(fù)雜了。
圖3所示給出了這種情況的電路通斷序列：
·A階段：在浪涌施加前混合式整流橋正常工作，VAC 是正電壓，T1和D1導(dǎo)通，線路電流(IL, 綠色虛線)從L流至N，途經(jīng)T1、D1和輸出電容。
·B階段：施加負(fù)浪涌電壓，因此VAC 極性變負(fù)，這意味著，負(fù)電流（紅色虛線）將從N流至L。
·C階段：在VAC 電壓變負(fù)后，線路電流下降。當(dāng)IL 電流過零時(shí)，D1關(guān)斷。這意味著，現(xiàn)在整個(gè)線路電壓被施加到T2 (VT2 紅色箭頭)。
C階段必須謹(jǐn)慎處理。實(shí)際上，如果電壓高于可控硅整流管的擊穿電壓，器件可能被燒毀。
圖3: 90°負(fù)浪涌電壓測(cè)試混合整流橋的工作序列
基于Transil的保護(hù)機(jī)制
在可控硅整流管的陽極和柵極之間連接一個(gè)過壓保護(hù)器件Transil(圖4)，可以防止T2在C階段被燒毀。在C階段，電壓將會(huì)上升到Transil的擊穿電壓(VBR)，觸發(fā) Transil二極管導(dǎo)通，向可控硅整流管柵極施加電流。然后，可控硅整流管導(dǎo)通。圖4描述了這種操作:
·A階段：在第1點(diǎn)結(jié)束，VAC 電壓變負(fù)。
·B階段：在第2點(diǎn)結(jié)束，線路電流電壓過零。
·C階段：T2在第3點(diǎn)導(dǎo)通，電壓高于Transil擊穿電壓，施加到T2的電壓最大值被限制在430 V。然后D2也導(dǎo)通，施加浪涌，給輸出電容充電。
·D階段在第4點(diǎn)后開始。浪涌電流通過T2、D2和D4施加到輸出電容。T1和D1關(guān)斷
圖4: 基于TN5050H-12WY可控硅整流管的混合式整流橋90°1 kV負(fù)浪涌電壓測(cè)試
我們?cè)跍y(cè)試中選用一個(gè)1,5KE400CA的Transil二極管。這個(gè)二極管可將鉗位電壓的峰值限制到一個(gè)極低的水平( 430 V)，這一點(diǎn)特別重要。在C階段，D1上的負(fù)電壓絕對(duì)值是VT2與VDC之和。如果輸出直流電壓是325V，則D1上的負(fù)電壓最大值是755 V(在STBR6012-Y的容許范圍內(nèi))。電壓值更高的Transil或低電能Transil(1,5KE400CA是一個(gè)1500 W Transil)將會(huì)引起更高的鉗位電壓，導(dǎo)致更高的電壓施加到D1上。
在T2的柵極與陰極之間連接的電阻器用于分流Dz transil 二極管輸出的電流，避免dV/dt引起的雜散觸發(fā)。
基于變阻器的保護(hù)機(jī)制
如果不想讓可控硅整流管在電壓高于430V時(shí)導(dǎo)通，或者當(dāng)可控硅整流管被Transil觸發(fā)時(shí)，如果浪涌電流高于SCR ITSM 值，我們還有一個(gè)解決辦法，即在整流橋輸入端，將Transil二極管改為電壓抑制器，例如，金屬氧化物變阻器(圖4中的綠色虛線)。變阻器置于EMI濾波器之后，濾波器阻抗(特別是共式扼流圈的差分式電感)可以限制變阻器吸收電流。
并聯(lián)多個(gè)變阻器以更好地限制浪涌電壓，避免在施加90°相角負(fù)浪涌電壓時(shí)T2導(dǎo)通(在施加270°相角正浪涌電壓時(shí)T1導(dǎo)通)。
浪涌電壓耐受能力取決于變阻器的能否將浪涌電壓限制在T1/T2可控硅整流管的VDSM/VRSM 和 D1/D2二極管的VRRM以下�？煽毓枵鞴苓^流不再一個(gè)難題。例如，并聯(lián)四個(gè)385 V 14 mm 金屬氧化物變阻器(MOV)，連接一個(gè)典型的EMI濾波器，當(dāng)浪涌電壓達(dá)到 6 kV 時(shí)，混合式整流橋的電壓限制在1100V，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于TN5050H-12WY VDSM的擊穿電壓和STBR6012-Y整流管的擊穿電壓。因此，該電路典型情況下能夠耐受6 kV浪涌沖擊。
結(jié)論
為什么選擇這個(gè)拓?fù)?
降低功率損耗、外觀尺寸，同時(shí)提高可靠性（相對(duì)于繼電器和被動(dòng)限流器）。
用新一代可控硅整流管和前端拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)的穩(wěn)健的解決方案。 |
