降低LDO噪聲
用于降低LDO噪聲的方法主要有兩種：
●對基準(zhǔn)電壓進(jìn)行濾波
● 降低誤差放大器的噪聲增益
某些LDO允許使用外部電容來對基準(zhǔn)電壓進(jìn)行濾波。事實(shí)上，許多所謂的超低噪聲LDO都需要使用外部降噪電容來實(shí)現(xiàn)其低噪聲性能。對基準(zhǔn)電壓進(jìn)行外部濾波的缺點(diǎn)是啟動時間與濾波電容的大小成比例，圖3說明了為什么會如此。連接100 pF電容的節(jié)點(diǎn)被引出，以便連接外部電容。
降低誤差放大器的噪聲增益對啟動時間的影響不如對基準(zhǔn)電壓進(jìn)行濾波那樣大，因而更容易在啟動時間與輸出噪聲之間權(quán)衡選擇。遺憾的是，對于固定輸出LDO,由于無法接入反饋節(jié)點(diǎn)，輸出噪聲一般無法降低。然而，在大多數(shù)可調(diào)輸出LDO中，很容易接入反饋節(jié)點(diǎn)。
如果誤差放大器的噪聲貢獻(xiàn)大于基準(zhǔn)電壓源的貢獻(xiàn)，則降低誤差放大器的噪聲增益可以顯著降低LDO的總噪聲。確定誤差放大器是否是主要噪聲來源的一種方法，就是比較特定LDO的固定輸出版本與可調(diào)輸出版本的噪聲。如果固定輸出LDO的噪聲遠(yuǎn)低于可調(diào)輸出LDO,則誤差放大器是主要噪聲源。
圖5所示為一個2.5 V輸出可調(diào)LDO,R1、R2、R3和C1為外部元件。所選的R3用于將放大器的高頻增益設(shè)置為1.5倍至2倍。某些LDO的相位裕量較低，或者在單位增益下不穩(wěn)定。所選的C1用于將降噪網(wǎng)絡(luò)（C1、R1和R3）的低頻零點(diǎn)設(shè)置在10 Hz至100 Hz范圍內(nèi)，確保1/f區(qū)中的噪聲得到充分降低。
圖5. 降低可調(diào)輸出LDO的噪聲增益
圖6顯示了降噪（NR）網(wǎng)絡(luò)對高壓可調(diào)LDO噪聲譜密度的影響。從圖6可以看出，在20 Hz至2 kHz范圍，噪聲性能提高大約3倍（~10 dB）。注意，兩條曲線在20 kHz以上融合，這是因?yàn)檎`差放大器的閉環(huán)增益達(dá)到放大器的開環(huán)特性，無法進(jìn)一步降低噪聲增益。
在同一頻率范圍內(nèi)，PSRR性能也有改善（更多信息參見"改善PSRR"部分）。
圖6. 可調(diào)輸出LDO的噪聲譜密度
LDO數(shù)據(jù)手冊中的噪聲規(guī)格
通常，LDO數(shù)據(jù)手冊通過兩種方式來規(guī)定內(nèi)部噪聲：
● 一定帶寬內(nèi)的總積分噪聲，用 V rms表示（見圖7）
●噪聲譜密度曲線，噪聲與頻率的關(guān)系用 V/ Hz表示（見圖6）ADI公司數(shù)據(jù)手冊規(guī)定10 Hz至100 kHz帶寬內(nèi)的總積分噪聲。圖7顯示了10 Hz至100 kHz帶寬內(nèi)ADP223在不同輸出電壓下的總均方根噪聲與負(fù)載電流的關(guān)系。
通常而言，輕負(fù)載下的均方根噪聲較低，因?yàn)長DO的帶寬隨著靜態(tài)電流而降低。當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到數(shù)mA時，LDO以全帶寬工作，噪聲不隨負(fù)載而變化。
圖7. 均方根噪聲與負(fù)載電流和輸出電壓的關(guān)系（ADP223）
圖8所示為ADP223的噪聲譜密度圖，它顯示了10 Hz至100 kHz頻率范圍內(nèi)噪聲譜密度隨輸出電壓的變化情況。
在該帶寬內(nèi)對此圖中的數(shù)據(jù)進(jìn)行積分可得到均方根噪聲。
對于任意頻率范圍，可以使用以下公式來估算均方根噪聲：
其中：
BW = NFU -NFL
NFL為頻率下限時的噪聲（單位μV/√Hz）。
NFU為頻率上限時的噪聲（單位μV/√Hz）。
例如，對于圖8中的1.2 V輸出，10 Hz至100 Hz范圍內(nèi)的均方根噪聲約為：
噪聲譜密度測量在足夠高的負(fù)載電流下進(jìn)行，確保LDO以全帶寬工作，但又不能過高，以至于引起嚴(yán)重的自熱效應(yīng)。對于最大輸出電流為1 A或以下的大多數(shù)LDO,10 mA較為適當(dāng)。
圖8. 噪聲譜密度與輸出電壓的關(guān)系（ADP223）
比較LDO噪聲指標(biāo)
均方根噪聲用單一數(shù)值表示，因此它是用于比較不同LDO性能的一個有用指標(biāo)。然而，進(jìn)行比較的LDO的噪聲指標(biāo)必須是在相同的測試條件下測得。
例如，在10 Hz至100 kHz范圍內(nèi)，1.2 V輸出的ADP223均方根噪聲約為27.7 μV rms.如果噪聲帶寬降到100 Hz至100kHz,則均方根噪聲降至約26.2μV rms.均方根噪聲之所以降低，是因?yàn)檫M(jìn)行的噪聲測量不再包括10 Hz至100 Hz范圍內(nèi)的8.9μV rms噪聲。
此外還必須留意所考慮的LDO的降噪特性。對于需要外部電容進(jìn)行降噪的LDO,不使用電容時的噪聲可能比使用電容時高100倍。在要求小尺寸和低成本的應(yīng)用中，出于節(jié)省PCB面積和成本考慮，可能會選擇不需要外部降噪電容，但噪聲略高于需要降噪電容的LDO.
LDO PSRR
LDO的PSRR常常與內(nèi)部噪聲相混淆。簡單地說，PSRR衡量電路抑制電源輸入端出現(xiàn)的外來信號（噪聲和紋波），使這些干擾信號不致于破壞電路輸出的能力。電路的PSRR定義如下：
其中，VEIN和VEOUT分別是輸入端和輸出端出現(xiàn)的外來信號。
對于ADC、DAC和放大器等電路，該P(yáng)SRR適用于向目標(biāo)電路內(nèi)部供電的輸入端。對于LDO,輸入電源引腳為調(diào)節(jié)輸出電壓和內(nèi)部電路供電。
PSRR與頻率的關(guān)系
PSRR不是通過單一值來定義，因?yàn)樗c頻率相關(guān)。如圖1所示，LDO由基準(zhǔn)電壓、誤差放大器、MOSFET或雙極性晶體管等功率調(diào)整元件組成。誤差放大器提供直流增益以便調(diào)節(jié)輸出電壓。誤差放大器的交流增益特性在很大程度上決定了LDO的PSRR.典型LDO在10 Hz時可能具有高達(dá)80 dB的PSRR,但在數(shù)十kHz時則可能降至僅20 dB.
誤差放大器增益帶寬與PSRR的關(guān)系如圖9所示。本例已進(jìn)行高度簡化，輸出電容和調(diào)整元件寄生效應(yīng)被忽略。
PSRR等于60 dB開環(huán)增益的倒數(shù)，直到3 kHz時增益開始滾降。PSRR以20 dB/10倍的速率降低，直到3 MHz時PSRR達(dá)到0 dB;對于此后所有更高的頻率，PSRR保持0 dB不變。
圖9. 簡化的LDO增益與PSRR的關(guān)系
圖10的PSRR曲線顯示了表征LDO PSRR的三個主要頻域：
基準(zhǔn)電壓PSRR區(qū)、開環(huán)增益區(qū)和輸出電容區(qū)。
圖10. 典型LDO PSRR與頻率的關(guān)系
基準(zhǔn)電壓PSRR區(qū)取決于基準(zhǔn)電壓放大器的PSRR和LDO開環(huán)增益。理想情況下，基準(zhǔn)電壓放大器完全不受電源擾動的影響。實(shí)際上，基準(zhǔn)電壓只需要抑制最高數(shù)十Hz的電源噪聲，因?yàn)檎`差放大器反饋確保在低頻時具有高PSRR.
在大約10 Hz以上的第二區(qū)中，PSRR主要由LDO的開環(huán)增益決定。此區(qū)中的PSRR是誤差放大器增益帶寬（最高為單位增益頻率）的函數(shù)。在低頻時，誤差放大器的交流增益等于直流增益并保持不變，直至達(dá)到3 dB滾降頻率。在高于3dB滾降點(diǎn)的頻率，誤差放大器的交流增益隨著頻率提高而降低，變化速率通常為20 dB/10倍。
在誤差放大器的單位增益頻率以上，控制環(huán)路的反饋對PSRR無影響，PSRR由輸出電容和輸入與輸出電壓之間的任何寄生效應(yīng)決定。在這些頻率，輸出電容ESR和ESL以及電路板布局布線會強(qiáng)烈影響PSRR.為了降低高頻諧振的影響，必須特別注意布局布線。
PSRR與負(fù)載電流的關(guān)系
如"PSRR與頻率的關(guān)系"部分所述，LDO的PSRR取決于誤差放大器反饋環(huán)路的增益帶寬，任何會影響此環(huán)路增益的因素都會影響LDO的PSRR.負(fù)載電流可以通過兩種方式影響PSRR.
在低負(fù)載電流下（通常小于50 mA），調(diào)整元件的輸出阻抗很高。由于控制環(huán)路的負(fù)反饋，LDO輸出似乎是理想的電流源。輸出電容和調(diào)整元件形成的極點(diǎn)導(dǎo)致輸出阻抗出現(xiàn)在相對較低的頻率，并且往往會提高低頻時的PSRR.低電流時輸出級的高直流增益往往也會提高誤差放大器單位增益點(diǎn)以下頻率時的PSRR.
在重負(fù)載電流下，LDO輸出不太像是一個理想電流源，調(diào)整元件的輸出阻抗相對較低，導(dǎo)致輸出級的增益降低。輸出級增益的下降使得直流到反饋環(huán)路單位增益頻率范圍內(nèi)的PSRR降低。圖11顯示直流增益隨著負(fù)載電流的降低而顯著下降。從200 mA到100 mA,ADP151的直流增益下降超過20 dB.
輸出級帶寬因?yàn)檩敵鰳O點(diǎn)頻率的提高而提高。在高頻時，PSSR似乎應(yīng)當(dāng)隨著環(huán)路帶寬的提高而提高，但實(shí)際上，由于總環(huán)路增益的降低，高頻PSRR可能沒有提高。一般而言，輕負(fù)載時的PSRR優(yōu)于重負(fù)載時的PSRR.
圖11. 典型LDO PSRR與負(fù)載電流的關(guān)系（ADP151）
PSRR與LDO裕量的關(guān)系
LDO的PSRR也與輸入到輸出的壓差或裕量有關(guān)。對于固定裕量電壓，PSRR隨著負(fù)載電流的提高而降低，這在重負(fù)載電流和小裕量電壓時尤其明顯。圖12顯示了2.8 V輸出ADP151在200 mA負(fù)載、500 mV和1 V裕量下的PSRR差異。
隨著負(fù)載電流提高，調(diào)整元件（ADP151的P-MOSFET）脫離飽和狀態(tài)，進(jìn)入三極工作區(qū)，其增益相應(yīng)地降低，這導(dǎo)致LDO的總環(huán)路增益降低，因而PSRR下降。裕量越小，則增益降幅越大。在某些小裕量電壓，控制環(huán)路根本沒有增益，PSRR降至0.
圖12. 典型LDO PSRR與裕量的關(guān)系（ADP151）。
降低環(huán)路增益的另一個因素是調(diào)整元件具有一個非零電阻，或稱RDSON.RDSON包括MOSFET導(dǎo)通電阻、片內(nèi)互連電阻和線焊電阻。RDSON通過LDO的壓差電壓估算。例如，WLCSP封裝的ADP151在200 mA負(fù)載下的最差情況壓差電壓為200 mV,這意味著RDSON約為1.0Ω 。圖13顯示了調(diào)整元件和RDSON的簡化原理圖。
圖13. 簡化的LDO顯示調(diào)整元件電阻
負(fù)載電流引起的RDSON上的任何壓降都會導(dǎo)致調(diào)整元件有效部分的裕量降低相應(yīng)的量。例如，如果調(diào)整元件是一個1 器件，負(fù)載電流為200 mA,則裕量將降低200 mV.當(dāng)LDO在1 V或更低的裕量電壓下工作時，估算LDO PSRR時必須考慮此壓降。
改善PSRR
在既定的負(fù)載電流下，LDO的PSRR可以通過多種方式加以改善：
●讓LDO在至少1 V的裕量下工作。某些LDO,如ADP151等，能夠在低至500 mV的裕量下很好地工作。
●使用最大負(fù)載電流額定值至少比預(yù)期負(fù)載大1.5倍的LDO.
●在LDO的輸入端或輸出端增加外部濾波。
●如果裕量足夠，級聯(lián)兩個或更多LDO.
增加外部濾波以提高PSRR
增加外部濾波可以大大改善LDO電路的PSRR,但是，其代價是電路更復(fù)雜，并且裕量和效率會降低。根據(jù)應(yīng)用不同，可以將額外濾波添加到LDO的輸入端（前置濾波）或輸出端（后置濾波）。
后置濾波常常用于LDO輸出端存在顯著低頻噪聲的場合，如ADP151等現(xiàn)代低噪聲LDO不再需要后置濾波。后置濾波的缺點(diǎn)是濾波器電感的電阻會引起額外的負(fù)載調(diào)整誤差。
當(dāng)必須抑制高頻噪聲時，如開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電壓紋波等，增加前置濾波更合適，而且它不會影響負(fù)載調(diào)整。
圖14顯示一個LDO電路同時采用前置濾波和后置濾波，然而，通常情況下僅使用一個外部濾波器。
圖14. 采用外部前置濾波和后置濾波的LDO
濾波器的主要元件是LF和CF,用于設(shè)置濾波器的轉(zhuǎn)折頻率。CD和RD消除LF和CF的諧振。CIN和COUT是用于LDO的典型輸入和輸出電容，但CIN不是必需的。
CF、LF、CD和RD的值可以通過以下方程式來確定：
例如，假設(shè)必須將一個開關(guān)轉(zhuǎn)換器的1 MHz紋波降低至少30 dB,100 kHz至200 kHz的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)當(dāng)足夠。
根據(jù)方程式9,假設(shè)CF = 1μF、LF = 1μH,則fC = 160 kHz.
根據(jù)方程式10,CD = 10μF;根據(jù)方程式11,RD = 1Ω。
圖15顯示了示例濾波器的響應(yīng)。1 MHz時的衰減約為33 dB,最大峰化約為0.7 dB（81 kHz時）。
電感LF的直流電阻應(yīng)盡可能低，以使裕量降幅最小（對于后置濾波器，則使負(fù)載調(diào)整誤差最�。�。電感的飽和電流也必須至少像電路的最大預(yù)期負(fù)載電流一樣高。
圖15. 示例紋波濾波器的響應(yīng)
級聯(lián)多個LDO以提高PSRR
在裕量充足的應(yīng)用中，級聯(lián)多個LDO（如ADP151等）可以大大提高PSRR,同時保持ADP151的低輸出噪聲特性。圖16顯示兩個級聯(lián)LDO的原理圖。旁路電容CIN、COUT和CO等于ADP151數(shù)據(jù)手冊的推薦值，即1μF.
圖16. 級聯(lián)LDO
所選的LDO1輸出確保LDO2上的裕量至少為500 mV.為獲得最佳性能，LDO1上的裕量至少也應(yīng)為500 mV.圖17比較了一個1.8 V ADP151與兩個級聯(lián)ADP151的PSRR.兩種情況下的負(fù)載電流和裕量均分別為200 mA和1 V.從圖17可以清楚地看出，級聯(lián)兩個LDO可以將寬頻率范圍內(nèi)的PSRR提高多達(dá)30 dB.
圖17. 一個LDO和級聯(lián)LDO的PSRR
比較LDO PSRR指標(biāo)
比較LDO的PSRR指標(biāo)時，應(yīng)確保測量是在相同的測試條件下進(jìn)行。許多舊式LDO僅說明120 Hz或1 kHz時的PSRR,而未提及裕量電壓或負(fù)載電流。至少電氣技術(shù)規(guī)格表中的PSRR應(yīng)針對不同的頻率列出。為使比較有意義，最好應(yīng)使用不同負(fù)載和裕量電壓下的PSRR典型工作性能曲線。
輸出電容也會影響高頻時的LDO PSRR.例如，1 μF電容的阻抗是10μF電容的10倍。在頻率高于誤差放大器的0 dB交越頻率時，電源噪聲的衰減與輸出電容有關(guān)，此時的容值特別重要。比較PSRR數(shù)值時，輸出電容的類型和值必須相同，否則比較無效。
LDO總噪聲
內(nèi)部噪聲和PSRR均構(gòu)成LDO總輸出噪聲的一部分。根據(jù)應(yīng)用不同，內(nèi)部噪聲和PSRR二者之一的貢獻(xiàn)可能很重要，或者二者的貢獻(xiàn)均很重要。當(dāng)PSRR和內(nèi)生噪聲對應(yīng)用的整體性能均有影響時，就無法應(yīng)用噪聲的單一數(shù)值。
一個典型應(yīng)用是利用開關(guān)轉(zhuǎn)換器為RF PLL供電。為了抑制來自開關(guān)轉(zhuǎn)換器的紋波，輸出通過一個LDO進(jìn)行調(diào)節(jié)。
LDO的內(nèi)部噪聲會輕微調(diào)制PLL的電源，從而在PLL的輸出端引起相位噪聲。PLL的相位噪聲由VCO頻率偏移引起，與電源電壓有關(guān)，表示為 △f/△V,常常稱為VCO的推移增益。
LDO的PSRR可以降低開關(guān)轉(zhuǎn)換器在LDO單位增益頻率以下的噪聲。超出LDO的單位增益頻率時，開關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲由LDO輸出電容或LDO之后的無源濾波進(jìn)行衰減。未經(jīng)充分衰減的開關(guān)轉(zhuǎn)換器頻率諧波表現(xiàn)為PLL頻率任一端上的雜散。
結(jié)束語
一般而言，LDO噪聲包括兩部分：內(nèi)部或內(nèi)生噪聲以及外部或外生噪聲。
熱噪聲和1/f噪聲是主要的內(nèi)生噪聲源，與LDO的設(shè)計和半導(dǎo)體技術(shù)有關(guān)。
外部噪聲有許多來源，但最常見的是LDO輸入電源的噪聲。
由于LDO具有高增益以確保良好的線路和負(fù)載調(diào)整性能，因此它能夠衰減來自輸入電源的噪聲和紋波，這就是LDO的PSRR.LDO的帶寬有限，因此其PSRR隨著頻率提高而降低。LDO帶寬之外的噪聲無法通過LDO本身進(jìn)行衰減，可以利用無源濾波器來降低。
